ep-fe/zn5/cms NCP1623A PFC 控制器 _使用NCP1623A设计紧凑高效的PFC级的关键步骤

最大输出功率：100 W

Rms 线路电压范围：90 V - 264 V

调节输出电压：

低压为 250 V（115V 电源）

高压为 390 V（230V 电源）

有多种选择，本文重点介绍，其与其它版本的主要区别是输入电压采用升压模式。该器件采用 SOIC−8 或 TSOP−6 封装，非常小巧，能够在整个负载区间内提升 PFC 级的效能。另外，它还整合了多种防护措施，以保障设备安全稳定地工作。通常情况下，用于那些对经济性、稳定性、功率因数和效能比有较严标准的应用场合：

谷底同步频率折返：

在临界导通状态工作，当功率低于设定基准时。此时，PFC部分转为非连续导通状态，随着负载持续减小，死区时段会相应拉长，产生频率回弹现象。此外，该技术方案具备可靠的谷底启动能力，有助于达成最高能效。另外，最低频率限制值（一般设定为 33 kHz）能够避免噪音，并且对导通时长实施调整，从而保证 CrM 和 DCM 运作时功率因数接近 1。

紧凑性：

运用了新颖的 CS/ZCD 融合型接口，此接口能于微型的 TSOP6（或 SOIC8）载体上实现强化操控与防护功能，仅需少量辅助元件即可完成配置。同时，当工作电压偏低时，会主动调低输出控制幅度，以此提升功率因数转换环节的效能，并有助于缩小该部分的物理占用空间。这种二级输入电压通过升压转换，能够满足下游转换器，例如反激电源，在输入电压波动时依然能经济高效运行的应用需求。

低 VCC 启动阈值：

按照规定，当它的 VCC 电压达到 10.5V 以上时就会开始工作，这让它特别适合那些控制器由外部电源（比如辅助电源或下游转换器提供）来供电的场合。它的最大启动电压（11.25V）设定得比较低，因此可以直接从标准的 12V 电源轨上获取电力。开始运作时，更高的电源电压最高限额能够提供更宽广的运用区间，具体为9.5 V到30 V，这样做可以简化整个系统的供电过程。

快速线路/负载瞬变补偿：

PFC 级的调节回路频率需要设定得比较小，所以负载或输入电平的骤然改变（比如刚开始运行的时候）也许会造成电压过高或者过低的情况。要是输出电压太高了，过压防护装置就会切断电源。而一旦输出电压跌落到了下限基准值（动态响应加强装置 (DRE)），这个电路就会大幅提升调节回路的速率。这个特性只在 PFC 级启动之后才会起作用，目的是为了保障软启动过程能够顺利实施。

安全保护：

系统持续监测输入输出电压、电流以及芯片温度，旨在防止潜在的超负荷情况发生，确保 PFC 级别具备高度稳固性和极高信赖度。除了 OVP 保护措施外，还设有其他多种防护功能。

电路会监测电流值，当监测到的电流值超出预设的电流阈值时，会执行切断操作。另外，若出现电感器饱和或旁路二极管发生短路等情况，在电流值达到设定限值的150%时，电路会切换到低占空比工作状态。

欠压保护功能规定，一旦反馈引脚电压 (VFB) 低于 300 mV，整个电路会立刻停止工作，并且只有在 VFB 重新回升到 530 mV 以上之后，才会恢复运行。启动升压转换器时，若在低压状态下输入电压跟随，FB引脚会流出25微安电流，目的是降低输出电压，同时UVP迟滞阈值会扩展到1.2或1.3伏特。当启动瞬间交流线路电压过低，或者反馈网络发生异常，比如反馈引脚遭遇意外接地短路，这种设计能够有效保护PFC电路。

过压防护功能二：CS/ZCD复合接口负责监测输出端电压是否超出正常范围，同时当控制电路中的元件参数出现偏差，例如电阻数值不准确或材料性能衰退等情况时，能够有效避免电压异常升高导致设备损坏。

高温停用：若芯片温度达到150度以上，内部散热系统会停止向栅极提供信号，待温度回落至100度以下，系统会重新启动运行，且停用与启动之间存在50度的温差。

便于制造和安全测试：

PFC 级部件可能因生产或加工失误、过高的工作负荷或其他问题引发非预期短路、连接失效或损毁情况。具体来说，控制器附近的接脚之间可能发生短路、接触地线或接触不良状况。一般情况下，这种通断状态不应导致起火、冒烟或产生杂音现象。增强了性能，有助于处理诸如引脚接触不良（含地线）或升压与旁路二极管发生短路等状况，从而达成前述条件。

SOIC−8 型号具备 DIS 引脚操控的休眠状态，这一特性在 TSOP−6 版本中并不具备。当 DIS 引脚呈现高电平或者处于断开状态时，控制器会被关闭，ICC 偏置电流便会降低至 20 微安以下，这是典型情况。这种设计能够有效帮助达成严格的待机能耗标准。

图 1：系统板的电路图

步骤 1：定义关键规格

线路频率 fline：

适用于 50 Hz 或 60 Hz 场合，一般会在 47 至 63 Hz 之间标明这个数值，在计算“维持时段”之类的参数时，务必将最低限定值纳入考量。

最低线路电压 (Vline,rms)LL：

这是 PFC 级所需运行的最小均方根输入电压值。此数值一般比普遍采用的最小标准电压（不少地区定为100 V）要小十亿分之十至十二。我们决定选取：(Vline,rms)LL 90 V。

最高线路电压（Vline,rms）HL：

这是最高均方根输入电压，一般比最大常规电压，即240 V，要高出百分之十，我们选定：(Vline,rms)HL 264 V。

标称电压 Vout,nom：

这是高压线用来调整电压的。输出电压标称值必须大于根号2乘以线路电压有效值最高值。我们的目标数值是390伏特。

低压线输出电压 Vout,LL：

输入电压的升降压转换功能允许在电压偏低时选取较低的基准电压，这样做有助于优化 PFC 级别的体积和效能表现。这个基准电压一般设定得比高压监测的临界值稍高一些。我们预设的目标数值为 250 V。

磁峰-峰值输出电压纹波 ( Vout)pk−pk：

这个参数一般用输出电压的百份比来表示。需要确保所选值不高于6% VFB的磁峰峰间波动，这样就能防止在常规运行时动态响应增强器 (DRE) 被意外激活。

保持时间 tHOLD−UP：

这个参数用来确定线路电压降低时，输出保持有效的时间长度，一般设定为单个周期的时间长度，这个设定需要明确 PFC 级输出端为保障设备正常工作所需的最小电压值（Vout,min ），我们已认定（Vout,min = 180 V）这个数值足够高，能够为下游转换器提供充足的输入电压条件。

输出功率 Pout：

这是 PFC 负载的功耗。

最大输出功率 Pout,max：

这是最大输出功率，在我们的应用中为 150W。

最大输入功率 (Pin,avg)max：

这是正常运转下电源能提供的最大能量，这个数值是在设备满负荷、电压较低的情况下测得的，如果此时效率能达到95%，那么就会应用这个标准

（公式1）

步骤 2：功率级设计

在过载状态下，系统将在临界导通状态中运作。所以，电感元件、巨型电容以及电力硅元件的规格一般与别的临界导通模式功率因数校正装置一致。本节不会深入探讨这个环节，而是着重指出几个要点。

PFC 电感器

电路的通行时长有内部因素制约。PFC 级能输出的能量由电感决定，因为 L 值会规定特定通行时长下电流的增长。确切来说，下列公式展示了 PFC 级的能量表现能力：

（公式2）

电感器体积更小，PFC 能力就越强。所以，L 值必须足够低，确保在最低输入电压时能完全发挥功率。

（公式3）

与传统的 CrM 应用一样，以下公式给出了其他重要参数：

最大峰值电流：

（公式4）

最大 rms 电流：

（公式5）

在我们的应用中，电感器必须满足以下要求：

（公式6）

Ton 的下限是 10.8 微秒，这个数值是最大值 12.5 微秒的减小版，会代入公式 6 中，因为这是计算 L 时最不利的情况，需要考虑最差值。建议选用的电感量要比公式 6 计算出的电感值小 25%，这样能保证有足够的余量。为了使系统更加紧凑，最终选用了 200 微亨的电感器，这个电感器还带有用于零电流检测的 10:1 辅助绕组。可以看到，CrM 操作中的开关频率取决于电感器值：

（公式7）

例如，在低压、满载（正弦曲线顶部）条件下，开关频率为：

（公式8）

上述计算对应的低压调节电压为 250 V。

实际设计里，PFC输出功率在输入电压过零时刻表现不佳，所以实际导通时间会相应延长，以此来控制负载的需求。对照公式4、公式5和公式7的计算值，导通时间越长，电感器峰值电流和均方根电流会增大，而开关频率则会减小。基于这个原因，建议在公式计算时预留至少20%的余量。

功率器件

通常情况下，二极管桥和功率开关安装在一个散热器内，凭借经验能够推算出散热器需要达成的热管理指标，具体包括以下要求：

在多种供电场景下，大约相当于输出能量的大约四分之一，九成五以上是期望能够达到的最低效能

在单一供电场景下，大约要承担输出功率的百分之二，而在多个供电场景中，则需要大约四瓦的散热损耗，这些热量散失的源头可以归纳为以下几点

二极管桥的导通损耗可通过以下公式来估算：

（公式9）

其中 Vf 是桥式二极管的正向电压。

导通损耗由下式给出：

（公式10）

在我们的应用中，采用的是：

 = 2.1 W（假设 Vf 为 1 V）。

(Pon)max值等于1.03乘以RDS(on)的瓦特数。如果RDS(on)在高温环境下增加一倍，那么最大导通损耗会接近2.6倍的RDS(on)瓦特数。

开关方面的能量损失难以估算，我们不予预估。倒是依据过往经验，会假定能量消耗的预估数额等同于导通状态下的消耗预估数额，后续的实验验证将判断实际损失是否小于预估数字。

二极管导通时产生能量损耗，这个损耗由负载电流和正向电压决定，具体计算式为两者乘积。当电压处于较低值（比如调节到250V），设备允许通过的最大电流为0.4A，此时二极管消耗的功率不会超过0.4W，这个估算基于正向电压为1V的假设条件。

PFC 输出大容量电容

在定义大容量电容时，通常主要有三个标准/约束：

磁峰-峰值输出电压纹波：

（公式11）

其中 (ω = 2π · fline ) 是线路频率。

磁峰-峰值 FB引脚电压波动 (δVFB)pk−pk 一般小于 FB基准电压 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%（即6%的磁峰-峰值），这样可以在正常运作时提供充足的安全余量，防止过压保护 (OVP) 和动态响应消除 (DRE) 功能误动作。反馈电阻的分压比可以通过以下公式计算得出：

（公式12）

因此，磁峰-峰值 FB 电压为：

（公式13）

因此，在 47 赫兹线路频率状况下，若要使 VFB 波动控制在 6% 以内，所需的最小 CBULK 数值为：

（公式14）

保持时间的规格：

（公式15）

其中，保持时间为 10 ms。

Rms 电容器电流：

Rms电流与负载性质相关。若已知电阻型负载，能够推算出其数值的大致公式如下：

（公式16）

在我们的应用中，采用的是：

（公式17）